スイッチングレギュレーターで電力を安定化するには：DC-DCコンバーター活用講座（2） 電力安定化（2）（2/2 ページ）

スイッチングトランジスタ

　FETは一般に飽和状態で使われます。このときドレイン-ソース抵抗は最小で、スイッチ内の電力損失は最小になります。ゲート電圧V_GSがしきい電圧V_THより十分高い限り、FETは負荷範囲全体にわたって飽和状態になります（図2参照）。

　下の簡略化された同期式降圧コンバーター回路を見ると、2個のFET、つまりGNDへスイッチングする1個（ローサイド）およびV_IN＋へスイッチングする1個（ハイサイド）があることが分かります。

図2：簡略化された同期式降圧レギュレーター 出典：RECOM（クリックで拡大）

　ローサイドFETはNチャンネルデバイスで、駆動電圧がV_NS >> V_TH のとき飽和し、V_NS < V_THのときオフします。

　ハイサイドFETがPチャンネルデバイスだと、駆動電圧がV_PS << （V_IN - V _TH）のとき飽和し、V_PS > （V_IN - V_TH）のときオフします。ただし、PチャンネルFETの電力損失は同等のサイズのNチャンネルFETに比べて一般に3倍あり、またより高価です。

　多くの電源アプリケーションで、これは受け入れ難く、ハイサイドドライバーとしてNチャンネルFETが好まれます。ただこの場合、ハイサイドドライバーは入力電圧VINより高い出力電圧を発生できなければなりません。

　Nチャンネル用ハイサイドドライバーによく使われるソリューションでは、V_Xに矩形（くけい）信号を使用して、ハイサイドドライバーへの電源電圧をブートストラップコンデンサーとダイオードD1を介して昇圧します。

図3：ハイサイドドライバー用ブートストラップ回路 出典：RECOM（クリックで拡大）

　コンデンサーC_BOOTはVX = GNDのときD₁を介してV_IN＋まで充電され、V_X = V_IN＋のとき2 × V_IN＋をハイサイドドライバーコンデンサーC_DRIVEに放電します。このようにして、ハイサイドドライバーには、ハイサイドN-FETのゲートを入力電圧以上に駆動することができる高電圧電源が与えられます。

　この簡単なブートストラップ回路の短所は、PWMのデューティサイクルが高いと、ブートストラップコンデンサーがC_DRIVEコンデンサーを充電するだけの十分な時間がなくなることです。従って、デューティサイクルが100％に近い動作は不可能です。このため、コンバーターの入力電圧と負荷範囲が制限されます。

　この問題の解決策の1つは、別のチャージポンプ発振器を使って、デューティサイクルの全範囲にわたってC_DRIVEをV_IN＋以上に充電された状態に保つことです。このようなチャージポンプ回路は通常、コントローラーまたはハイサイドドライバーICに内蔵されています（以下のチャージポンプを内蔵した「MAX1614」ハイサイドドライバーの例を参照）。

図4：「MAX1614」ハイサイドドライバーのブロック図 出典：RECOM（クリックで拡大）

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執筆者プロフィール

Steve Roberts

英国生まれ。ロンドンのブルネル大学（現在はウエスト・ロンドン大学）で物理・電子工学の学士（理学）号を取得後、University College Hospitalに勤務。その後、科学博物館で12年間インタラクティブ部門担当主任として勤務する間に、University College Londonで修士（理学）号を取得。オーストリアに渡って、RECOMのテクニカル・サポート・チームに加わり、カスタム・コンバータの開発とお客様対応を担当。その後、オーストリア、グムンデンの新本社で、RECOM Groupのテクニカル・ディレクタに就任。

※本連載は、RECOMが発行した「DC/DC知識の本　ユーザーのための実用的ヒント」（2014年）を転載しています。