2系統の信号で制御可能なHブリッジ回路：Design Ideas

　小/中規模の永久磁石直流モーターの駆動には、多くの場合、4個のMOS FETまたはバイポーラトランジスタで構成したHブリッジ回路が使用される。例えば、図1に示すように、モーターはコレクタC₁とC₂、C₃とC₄に接続される。対角に位置するトランジスタのペアQ₁/Q₃およびQ₂/Q₄がオン/オフすることにより、モーターの駆動電流の向きが決まり、その向きに応じてモーターが正回転/逆回転する。この方法では、4個のトランジスタのそれぞれを個別の信号で制御する必要がある。この制御をマイクロコントローラで行う場合、モーターの電圧条件にもよるが、マイクロコントローラの電圧の制限に合致するよう、上方（ハイサイド）にある2個のトランジスタの制御信号を絶縁するかレベルシフトしなければならない。

図1　通常のHブリッジ回路　この回路では対角に位置するペアのトランジスタによって直流モーターを駆動する。制御信号は4系統を要する。

　図2に示すのは、この問題を改善したHブリッジ回路である。この回路では、ローサイドの2個のトランジスタだけを制御すればよい。標準的なバイポーラトランジスタを用いて構成しており、Q₁とQ₄のベースをそれぞれQ₃とQ₂のコレクタに抵抗R₃とR₄を介して接続している。この構成により、入力V_INAとV_INBからの信号によって各トランジスタのペアがオン/オフに制御される。各素子の動作/役割は次のようになる。

図2　2系統の信号で制御可能なHブリッジ回路　この回路では、NPN/PNPのトランジスタをペアで使用する。制御信号はローサイドに対する2系統だけで済む。

　まず、Q₂がオンすると、ダイオードD₆と抵抗R₄を介してQ₄のベース電位がローレベルになる。Q₄が飽和状態になると、Q₂からの電流がモーターを駆動してQ₄に至る。同様に、Q₃がオンになるとQ₁が飽和状態になり、モーターが逆方向に回転する。ダイオードD₅はQ₄がオンのときにQ₁を確実にオフに保持するように働き、ダイオードD₆はQ₁がオンのときにQ₄を確実にオフに保持するように働く。抵抗R₁、R₂、R₇、R₈はそれぞれに対応するトランジスタのスイッチング速度を速めるためのものだ。抵抗R₅、R₆はマイクロコントローラの出力がハイ（5V）のときに、マイクロコントローラから供給されるベース電流をほぼ15mA〜20mAに制限する。

　Q₁とQ₄の飽和時のベース電流は、抵抗R₃とR₄によって決まる。これら抵抗の値は、モーターの電源およびQ₁とQ₄の直流電流ゲインに対して次式で表される関係となる。

　最良の動作を得るには、バイポーラトランジスタとして、コレクタ−エミッタ間の飽和電圧V_CE（SAT）が低く、直流電流ゲインh_FEが高いものを選ぶ。現在入手可能な中電力トランジスタの多くはこの条件に合致している。また、コレクタでの消費電力およびベースの駆動電力ともに少なく、MOS FETに劣らない性能を備える。例えば、米ON Semiconductor社製のPNPトランジスタ「NSS40200LT1G」、NPNトランジスタ「NST489AMT1」のようなディスクリート部品が使用できる。

　よりコンパクトな構成にするには、英Zetex Semiconductor社製の「ZHB6790」のような集積型のHブリッジを使用するとよい。この製品は、電源電圧が40Vまで、コレクタ電流がパルスで連続2A、ピークで6Aまでの条件で使用できる。最小電流ゲインは、コレクタ電流が100mAの場合には500だが、2Aになると150となる。トランジスタQ₂とQ₃の最大許容コレクタ電流は2Aであり、このときの飽和電圧は0.35V以下、必要なベース電流は13mA〜20mAである。多くのマイクロコントローラは25mA程度のソース/シンク電流能力を備えているため、同製品を直接制御することが可能だ。また、制御がモーターの駆動電圧によって制限されることもない。制御電流をより低減したい場合、あるいはCMOSやTTLを用いて制御したい場合には、Q₂とQ₃の入力を小信号用トランジスタによってバッファすればよい。

　さらに、Q₂とQ₃のエミッタとグラウンドの間に値の小さい抵抗を挿入する使い方もある。このようにすれば、モーターの駆動電流に比例するアナログ電圧を計測し、その結果をマイクロコントローラに取り込むことで、モーターの失速や過負荷の状況を検知することも可能になる。